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Play what you don't know
失敗は成功のもと・・・だといいな

ES9018K2M 再び 抵抗IV

ここは基本に戻って抵抗I/Vから行ってみよう。
昔流行ったなあ。そういえば、TDA1543のNOS抵抗IVのDACとか作ったよ。2段重ねとか、電源電圧8Vとか。
 

さて、3.3V電源ができたので繋いで動作させてみようと思ったら、今回注文したのはIsolatedバージョンのDACだったようで、3.3Vがデジタル用、5VがDACとIsolator用だった。気が付いてなかった。そして、なんと基板中にレギュレータICがあって、5Vから3.3VをDACとIsolator用に作っているようだ。せっかくディスクリートで電源を組んだのに、意味なかったなあ。もう一つ3.3V電源を作って独立で供給しようか。まあ、後でいいや。


とりあえず、3.3Vを5Vに変更して、DACの動作を調べてみよう。
DACとUSBインターフェースを動作させて、まずは単純に1kΩ、430Ω、200Ω、10Ωの抵抗をES9018の電流出力とグランド間につないでみる。
 
実験風景?
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電流−データ出力(dB)のグラフ
測ってるのは両端の電圧で、0.3mVが測定限界なので、抵抗が低いとすぐにさちる
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抵抗に対する電流電圧のグラフに書き直す
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このデータからみると、ES9018は電流出力というわけでもなくて、内部抵抗の高めの普通の電圧出力って感じかな。
1.65V基準で1.5V振幅の信号を780Ωの抵抗を介して出力しているように見える。

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これで、R2を変えてシミュレーションすると、まあだいたい上のデータに合ってるようだ。

 
ネットで情報を探ってみると、ES9018の内部動作の話は難しすぎてよく分からんが、どうも50kΩ内部抵抗の回路が64個並列にあるらしいので、計算は782Ωだ。オペアンプとかではなくて、デジタル回路の直接出力らしい。。。
で、電圧出力状態ではPSRRがゼロらしい。電圧出力の方が音が良いという人もいるけど。
高抵抗で受ければ、1Vrmsの出力はある。これはこれでありかも。
 
1kHz、0dB入力時 IV抵抗212Ωの出力のスペクトラムだ。
Analog discovery 2のノイズレベルが高くて、今のところ、-90dBV以下が測れない。とはいえ、初めてDACの出力を50MHzまで見たが、意外とノイズは少ないもんだなあ。10MHzで-70dB? 簡単なフィルタで十分そう。
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200kHz以下を拡大する。2次歪がちょっとだけ見えるようだが、これは片側出力なので、バランス化すれば2次歪は消える。
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IV抵抗を1kΩに変えると、さらに歪は少ない。
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ホント、これでバランス化して、パワーアンプを付ければそれでいいんじゃねえ?

 
規定の電流出力を取り出すには、電位をグランドに固定してやればいいのだと思う。オペアンプIVのイマジナリ―ショートみたいな感じ? よくあるように、PNPのベース接地?で受けてみる。

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こうすると、IVの出力はマイナスになっちゃうけど、1.3mArmsを1kΩで1.3Vrmsに電圧変換できる。バランス化で、2.6Vrmsだ。

が、しかし、歪率が悪い。上図回路図で組んでみて、スペクトラムを見て驚いた。

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バランス化で見事に偶数次の歪は消えているが、3次歪とか-52dBもある。
 
これはシミュレーションでも確認できる。上図の回路で3次歪はきっちり-52dB。上図の電圧信号源を電流信号源に変えると、歪は3桁以上減る。(60dB以上)
あるいは、内部抵抗の782Ωを減らせば歪は減る。0なら電流源と同じだ。
あるいは、もっとマイナスな電圧で受ければ歪は減る。
 
うーん、これではこの後に予定していたカレントミラーによるNFBなしのIV変換とか無理っぽい。どうしたもんか

ES9018K2M 再び 電源 (6)

1段差動な誤差アンプでI/V変換用の+−12V電源を作った。
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TO92ばっかり。。。 制御用のパワTrは基板の後ろに付けた。一部の部品も。コンデンサの取り付けが逆で、極性が間違ってる。。。写真の後に火を入れて気づいて取り替えた。出力電圧は13.2V。調整するつもりにしていたが別にこれでいいや。
今回のアンプのI/V変換用の電源はこれでいく。
特性は後ろの方で示す。

やっぱりオペアンプな誤差アンプの安定化電源が気になって、まずはシミュレーションしてみた。Tr1石の回路をオペアンプに置き換えて、アンプ形式?で書くとこんな回路。2.5Vの入力を4倍に増幅するDCアンプ。

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オペアンプは、uA741とLT1498とLT1028で試してみた。低速、中速、高速というわけ。帯域1MHz、12MHz、75MHzとなる。出力コンデンサに470uFESR10mΩ/20nHをつないでいる。

出力インピーダンスを見てみる。DC100mAとAC100mAの電流源を出力につないでいるので、出力電圧のAC分100mVが1Ωとなる。100uVで1mΩ。帰還抵抗に並列のCは500pF。
予想どおりの結果だ。100kHz付近が出力コンデンサの共振点っていうのか、最低になるところ。

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エミッタフォロアは10MHz近くまでフラットだろう。
オペアンプのモデルのパラメータの見方が分からんので(苦笑)、またオペアンプだけNFBなしでシミュレーションしても変な結果になるので、こららのICのオープンループゲインの特性をデータシートから読み取ると、
uA741は、DCゲイン90dB、1kHz 75dB 100kHz 38dB
LT1498は、DCゲイン110dB(たぶん)、1kHz 80dB(たぶん)、100kHz 40dB
LT1028は、DCゲイン150dB、1kHz 100dB 100kHz 58dB
うーん、これではうまく説明できないか。でもまあ、雰囲気は分かる気がする。
 
低速かつ低ゲインのオペアンプのuA741では10kHzにピークが出ている。裸ゲインが下がってNFBが減って、出力コンデンサのインピーダンスが下がってくるということだろう。レギュレータICと同じ傾向だ。
次の良いのが中速で中ゲインのLT1498で、高速高ゲインのLT1028が一番。まあ、値段の順か。
 
実はLT1028のデータシートには安定化電源が標準応用例として出ているのに気付いた。位相補正はオペアンプ出力と-入力間でするものなんだな。でもシミュレーションでは帰還抵抗に並列の方が特性が良いんだよね。
 
ちなみに、ディスクリートの差動1段カレントミラータイプは(シミュレーションによると)DCゲインは65dBで100kHzまでほぼフラット、62dB @ 100kHz。100kHzの出力インピダンスは2.5mΩだ。LT1028より少し高い程度。簡単な回路であるがよく健闘している?
 
ここまでやったからには作ってみないわけにはいくまい。
というわけで、作ってみた。安物片面基板に銅箔テープで全面べたアースにした。なんとなく発振しにくいような気が・・・出来上がりはこんな感じ。要するにアースする部品の足は穴に突っ込んで、後は表面で空中配線。これ、制御Trのエミッタ部分に部品を集中して配置すれば、出力の配線を集中すればもっと短くできるなあ。

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インピーダンス特性はこちら。手元にあったLT1028とNE5534と差動1段の比較。

ここまでインピーダンスが下がってくると、今までのやり方では測れないので、ちょっと測定方法を変更。測定回路は変えないが、AC電圧の測定は必要に応じてLPFを掛けて、50kHz以下はいつものオーディオI/Fスペアナを使ってノイズレベル以下の信号を拾った。これで0.03mΩまで測れる。(50mAの注入で-114dBVを測る。本当か?) 正確ではないかもしれないが、傾向が分かる方が良いだろう。

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差動1段の帰還抵抗に並列のCは理屈はともかく0.1uFと大きい方がインピーダンスが低い。

LT1028には500pFで若干良くなる。(それ以上は試してない)

最低インピーダンスは、LT1028< NE5534 < 差動1段

100kHzでのインピーーダンスは、差動1段< LT1028 < NE5534

 
ノイズについては、オペアンプは見分けられる差はなかった。差動1段はリップルが取り切れてない。平滑後は-45dBVくらいあるから、55dBは抑圧したわけだが、やはり裸ゲインが不足なのか。とはいえ、-100dBVは全然問題ないレベルだと思う。

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データシートから、NE5534は、DCゲイン100dB、1kHz 100dB 100kHz 53dB

         LT1028は、DCゲイン150dB、1kHz 100dB 100kHz58dB

差動1段カレントミラー負荷は、DCゲイン65dB、1kHz 65dB 100kHz62dB

 
大きな違いはDC裸ゲインの大小、100kHz付近の大小は、実際に出力インピーダンスの大小の関係しているように見えるが・・・
 
ノイズの値自体はは差動一段の方が良い。スペクトラムでも1kHz以上では見ても違いがわかる。
 
要するに誤差アンプを高速高ゲインにすれば、高い周波数まで低インピーーダンスっていう当たり前の結論。
LT1028は4Vから30Vまで使えるようなので、3.3V電源から30Vまでもうこれ一本で俺的には十分なんだけど?
 
ステップ応答はこちら
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今回からオシロがAnalog discovery 2になった。

これらの高速な安定化電源(オペアンプでもディスクリートでも)は、ヒゲの後も数十MHzのリンギングで1us以下で収束する。オペアンプの方がヒゲが小さくリンギングも少ないのは、配線の違いかもしれない。差動一段の方は出力部分の配線が長いので。
100kHz前半の部分をよく見ると、オペアンプの方が盛り上がっている。数百kHzのインピーダンスは差動の方が良いからなのか。
 
どっちにしろ、ヒゲとリンギングは数MHzから数十MHzのインピーダンスの上昇の結果、つまり出力コンデンサと配線のインダクタンスの特性に見える。Non-NFBな電源でも同様にヒゲとリンギングは見えるのだ。両方ともパスコンで抑えられると思うけど。
NFB故の過剰応答?みたいな不安定な動作は、レギュレータICでしか見えなかった。もっと低速なオペアンプを使った電源なら見えるのかも。
 
とにかく高速オペアンプやディスクリートな誤差アンプでは気を付けて作れば全く問題にならないように思う。出力コンデンサや積分?位相補正?のコンデンサに適当でないものを使うとそれなりに変な応答になるけど。
そもそも、Non-NFB型は出力コンデンサの効かない低周波数で10倍以上のインピーダンスだから、電流ステップによる電圧ステップも10倍以上。それは問題ないの?
(0.5Ωだと50mAが25mV。しかも数百Hz)

ホンとこの辺は素人には分からん。結局、使い方、設計しだいと言うことなのか。
レギュレータICや低速な誤差アンプを使ってたり、位相補正がおかしかったり、発振してたり、不安定だったりしたのを見て聴いてNFBは音が悪いってことになったとか???
 

ES9018K2M 再び 電源 (5)

今回はディスクリートのNFBタイプを検討した。安定化電源はアンプだと言われるわけだが、ごく普通のトランジスタ1石の安定化電源を普通のアンプ形式?に書き直すと、ベース接地もどき?+エミッタフォロアの2段アンプに見える。(追記)色々な解説のページを見てもベース接地とは書いてないっすね。抵抗の値も間違ってるな。

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確かに負帰還かかってるし、帰還抵抗と並列Cはおなじみの位相補正だし、コレクタの抵抗(R1, R4)(あるいは定電流でも良い)は、ベース電流を供給していると同時に誤差アンプの負荷? (ここのゲインはgm x 負荷抵抗だよね?)
出力のコンデンサのインピーダンスと配線のインダクタンスが高周波数では支配的で、ちょい低い周波数では回路の出力インピーダンスも影響してくるということかなあと。

今回の検討での回路はこんな感じ。制御Trは2段ダーリントンで今回からFJAF4310と2SC1815Yのダーリントンを使う。基準電圧は制御Trの前から電源を取ったTL431の2.5Vとする。
誤差アンプは2SC1815GRのシングル。出力コンデンサはアルミポリマー470uFと他の組み合わせになった。

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検討したのは以下の3点
−誤差アンプのコレクタの負荷(抵抗か定電流か)
−出力コンデンサ
−位相補正(CE間のC、あるいは帰還抵抗に並列C)

比較のためにTL431のNFBタイプも試作した。回路は省略。

インピーダンスの図
(残留ノイズのために、5mΩが測定限界みたい)
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誤差アンプのコレクタ負荷は1kΩ、10kΩ、100kΩ、FETによる定電流を試した。
1kΩでは発振するのでCE間に10000pFで止めた。10kΩではインピーダンスも下がり、そこそこの特性になったが、100kΩはインピ-ダンスカーブも動作自体も不安定っぽい。電流が足りないのかも。
定電流にすると、動作も安定し出力インピーダンスも低くなるみたい。(定電流負荷がゲイン最大のはず)

出力コンデンサだが、100uF電解コンデンサでは100kHzから数MHzのインピーダンスが盛り上がってしまう。アルミポリマーの470uFは低ESLのせいか良い感じだ。さらに10uFとフィルムの1uFを追加して数MHz域での改善を確認した。ちなみに、コンデンサなしや0.1uFではきれいに発振する。

帰還抵抗に並列のコンデンサも試したが、1000pF以上は発振した。120pFでは発振もなくリンギングもやや小さくなる。これくらいがいいのかな。なくてもいいけど。誤差アンプのCE間のコンデンサも発振止めに使えた。

TrをFETで置き換えても良い。2SK170GRを使ったが、オープンゲインが低下して帰還量が減ったのか、少しインピーダンスが高い。

TL431のNFBタイプは、数kHzで明らかに動作がおかしい。

ステップ応答を下に示す。
今回から、出力コンデンサ付近で測定することにする。今までは10cmの配線を通った測定回路側で計っていたので、配線のインダクタンスでひげが大きく、リンギングを見えれていなかった。プローブも10:1だったし。今回からは1:1。

NFBタイプだからといって特に特別な波形ではない。むしろ、Non-NFBよりもリンギングは小さい。細かいリンギングは20MHzくらい。
ただし、位相補正の値によっては小さな発振を起こしていることもある。この状態でも電圧の正常だし、おそらく通常の使用では気づかないのではないだろうか。

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ノイズはというと、Non-NFBなTL431に比べるとホンの少し高い。
(データは下の方)


次は差動1段な誤差アンプによる安定化電源だ。これは素子数も多いし、取替えも大変なので、NPNの差動でカレントミラー負荷、共通エミッタの定電流はFETとする。こんな回路だ。金田氏の古のバージョンの単純版みたいな?

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これは書き直すまでもなく、プリアンプとかでも全く違和感がないごく普通のアンプの回路だよね?
あまり弄るところはない。位相補正は差動のコレクタ間にR+Cか、CB間にコンデンサか、帰還抵抗に並列Cかくらいなので、簡単に帰還抵抗に並列Cを試してみた。
では、インピーダンス特性。

帰還抵抗に並列Cは、0.1uFでも安定で特性も大きく変わらない。数百kHzにインピーダンスが若干下がるくらい。 
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ステップ応答も悪くない。NFBタイプのTrシングル誤差アンプと全く変わらないので省略。

ノイズは、ホンの少しだけ異なる。数字的に一番はNon-NFBなTL431。
(60Hzは回り込み? 本当のノイズではない)
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これ以上となると、誤差アンプを2段差動にするとか、オペアンプを使うとかいうことになるのだが、ちょっと私の手には負えないような気がする。すでに十分な性能だと思うし、今回はここまででやめておこう。

結局のところ、(自分の検討内に限り)
−Non-NFBは低周波数での出力インピーダンスが高い。
−レギュレータIC(3端子やTL431)はなんだか動作がおかしい。
なので、ディスクリートなNFBタイプが「低インピーダンスでかつ安定」となった。
もちろん、低インピーダンスでなくてもいいなら、Non-NFBなTL431が簡単で最高。ノイズも最も少ない。期待のLED電源はノイズが多かったがLEDによるのかも。

というわけで、NFBタイプの差動+カレントミラーな誤差アンプを採用!
今度こそ、Non-NFBな安定化電源だ。基準電圧源は、ツェナーダイオード、LED、TL431を試してみる。巷で音が良いと評判のLED電源、使ったことは無いが特性はどうなんだろう。
前に出したこのサイトでは、ツェナーダイオードを基準にした電源では数MHzで不安定だったようだ。http://audiodesign.co.jp/blog/?p=32

回路図はこんな感じで。LEDをツェナーダイオードやTL431に変えて特性をみる
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基準電圧に流す電流はFETによる定電流にした。2SK117BLを使って約8mA。制御Trは2SC1815Y とMJE15028を使った。出力コンデンサは電解100uFとアルミポリマの470uFを試した。
 
ツェナーダイオードには5.1VのBZX79C5V1があったのでこれを使う。出力電圧はやや高目で3.7Vになった。
 
LEDは、適当にVf高めの白と低めの緑を組み合わせたら、出力電圧3.8Vになってしまった。3.3Vに使うなら考えないといけない。

TL431は820Ω/1kΩで出力3.4V。
 
インピーダンス特性は、自分的には意外な結果となったのだが、(分かる人は分かってるんだろうけど)、要するに、どんな基準電圧を使ってもインピーダンス特性は変わらなかった。この方式では制御Trと出力コンデンサで決まるようだ。

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(非安定化がフラットなのは残留リップルのせい。ACレベルメータなので)

もう少し下がらないかと思って、制御Trを変えてみたり、3段ダーリントンにしたりしたが、低周波域のインピーダンスが改善することはなかった。
 
ここまでやってきてふと気づいたんだが、測定用アンプ側で測定しているので、配線のインダクタンスが100kHz以上の特性を支配しているわけだ。電源側で測れば、もっと電源の特性を見れるんじゃなかろうか??
 
それでやってみたのが最後のカーブ。(当たり前だよね。最初に気づけよって話)。変なピークは一切ないのが確認できた。次回以降、NFB型をやっていくときはこの測定にする。
 
この方式では出力コンデンサによって不安定になったりすることはなかった。
ひょっとして、Non-NFBタイプに大容量コンデンサを追加するのがいいんじゃないだろうか。
それでも低周波領域では、NFBタイプには勝てないだろうけど、発振気味になったり不安定になったりする心配がいらないので安心して使えるのは確か。どんなパスコンを入れても安定ってのも安心だ。

当然、ステップ応答も異常はない。
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(追記)この波形は10cmの配線の後で観測しているので、100kHzのとき、配線のインダクタンスの影響が大きい。発振したり不安定になったりしていないのが分かる程度。後の記事では配線の前で見るようにしている。

インピーダンスと違って、ノイズは基準電圧の種類によって変わる。
 
レベルでは、TL431 < LED ≦ ZD って感じかな。NOnNFBのTL431は3端子レギュレータに比較しても負けてない。LED電源はへんなスペクトラムだなあ。他と違う。電流値で変わるのかもね。この図からは音が良さそうには思えないような…
 
60Hzのピークはリップルではないと思う。トランスからの回り込み?
電流100mA一定での測定。
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リップルが取り切れない分は、2段重ねにするとかもありかも。でもTL431の1段で十分そう。

次はNFBタイプを検討する。


それでは早速Non-NFBタイプでと思ったが、採用する確率の低いものからテストするべきだと思いなおした。まずは3端子レギュレータだ。テストしたのはUA78M33とLDOのNJM2396。
どれも出力コンデンサは100uFの電解コン、アルミポリマーの10uFと470uFも試してみた。
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(非安定化がフラットなのは残留リップルのせい。本当は1kHzで0.02Ωくらいに下がる)
 
意外だったが、低域でのインピーダンスが低いのはLDOのNJM2396だった。78M33の設計が古いのかもしれない。
78M33では、10kHz以上のインピーダンスは出力コンデンサによって変わってくる。アルミポリマの10uFでは50kHzにピークが出る。電解100uFでも緩やかな盛り上がりだ。アルミポリマ470uFだとピークはなしでコンデンサのインピーダンス特性がそのままでている。
LDOのNJM2396だと、もっと低い周波数でピークが出る。
 
こうなるとステップ応答もリンギングが出て不安定になるわけで、下はNJM2396に470uFアルミポリマの場合。
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こうしてみると、安定化電源の難しさが分かるような気がする。出力コンは最適値がありそうだ。今回は、UA78M33に470uFアルミポリマーの組み合わせがインピーダンスも低く、ステップ応答も問題なく安定だ。

LDOの場合は、このコンデンサが位相補正の一部らしく(よくわかってないけど?)、低ESR過ぎると不安定というのはよく知られている。普通のレギュレータでもコンデンサによっては不安定になるんだな。
 
最新のレギュレータICも試せば良かった。どうなんだろう?
非安定化の大容量平滑コンは単純で素直。手間が要らない。
 
さすがに大容量平滑コンと3端子レギュレータで、リップルはほとんど見えない。

UA78M33 + 470uFアルミポリマの場合、ノイズの測定値は、BW100kHzで-98dBV (12uV)であった。

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次は本当にNon-NFBタイプ。

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